私のオーディオのページ　ＴＲ２ＳＡ６２７－２ＳＤ１８８パワーアンプ兼パワーＩＶＣ

TR　2SA627-2SD188

パワーアンプ兼パワーＩＶＣ

蘇り

・７年前に製作したSiC-MOS SCT2450KE 完全対称型パワーＩＶＣ。・解体。
・２ＳＡ６２７－２ＳＤ１８８不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣに模様替え。・その実は、２１年前に作り、とうに解体したヘッドフォン（も鳴る）アンプ最初期型の蘇り。・筐体を使いまわし、製作もメンテナンスも容易な基板吊り下げ式で製作。
・回路はこう。・蘇り。・終段のアイドリング電流は１４ｍA。・初段の動作電流も０．３ｍA程度と、最初期型。・が、GOA抵抗がない。・不完全対称用抵抗もない。・不完全対称型？
・そのゲイン-周波数特性。・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析。・まさしく不完全対称型。・何故か？・まぁ、こういうもの。・この辺は、バッテリードライブ不完全対称型DCパワーアンプで観て、これを”普通型”としたが、要すれば不完全対称型。終段ダーリントントランジスタの入力インピーダンスがそのままトランスインピーダンスになっている。・赤のオープンゲインと青のループゲインは、下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。緑はクローズドゲイン。・赤のオープンゲインは、４Ω負荷時６９．１ｄＢ、８Ω負荷時７４．５ｄＢ、１６Ω負荷時７９．４ｄＢ、３２Ω負荷時８３．６ｄＢ、６４Ω負荷時８６．９ｄＢ、１００ｋΩ負荷時９２．１ｄＢ。・青のループゲインは、４Ω負荷時４２．４ｄＢ、８Ω負荷時４７．８ｄＢ、１６Ω負荷時５２．８ｄＢ、３２Ω負荷時５７．０ｄＢ、６４Ω負荷時６０．２ｄＢ、１００ｋΩ負荷時６５．４ｄＢ。・緑のクローズドゲインは２６．７ｄＢ程度。
・０．５５Ｖｐ－ｐ１００ｋＨｚ正弦波を入力し、各部の動作を観る。・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。
・１番下が出力電位、下から２番目が終段上下パワートランジスタそれぞれのコレクタ電流値。・電圧推移のピークが±１２Ｖ強だが、±１５V電源なので、この辺が出力限界。・１００ｋHz正弦波だが、貫通電流は生じていない。・上から２番目が、終段プッシュプルドライバーのコレクタ電流値と終段パワートランジスタのベース―ベース間のＣ２＝１ｕＦに流れる電流値の推移。１番上が終段パワートランジスタのパラのベース電流値の推移。・いずれにも、終段パワートランジスタのスイッチング時にパルス的な電流増加が観られる。・貫通電流の原因である終段トランジスタのＣｏｂ等の入力容量等の充放電のための電流だが、Ｃ２に流れる電流のお陰で充放電電流が足り、終段上下パワートランジスタのコレクタ電流に貫通電流が生じない。
・同くC2=1uFを無くした場合。
・終段上下パワートランジスタのコレクタ電流のスイッチング時に僅かに貫通電流が生じている。
・その辺は、±０．５５Vｐ－ｐ１００ｋＨｚ方形波入力の方が分かりやすい。・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。・まず、Ｃ２＝１ｕＦがある場合。
・一番下が出力波形。当然だが、どの負荷でも同じ波形。・下から2番目が終段上下トランジスタのコレクタ電流値だが、貫通電流は見られない。・上から２番目が、終段をドライブする２ＳＣ９５９と２ＳＡ６０６のコレクタ電流値とＣ２に流れる電流値の推移。１番上が終段パワートランジスタのパラのベース電流値の推移。・いずれにも、終段パワートランジスタのスイッチング時にパルス的な電流増加が観られるが、赤で示したＣ２＝１ｕＦに流れる電流がかなめ。
・同じく、Ｃ２＝１ｕＦを無くした場合。
・一番下が出力波形。特に変化はない。・下から２番目が終段上下トランジスタのコレクタ電流値だが、方形波の立上り、立下り時に貫通電流が生じている。・上から２番目が、終段をドライブする２ＳＣ９５９と２ＳＡ６０６のコレクタ電流値の推移、１番上が終段パワートランジスタのパラのベース電流値の推移だが、Ｃ２＝１ｕＦの助けがなくなったためかそのピーク電流値が小さくなっている。・そのため終段上下トランジスタのＣｏｂ等の充放電に遅れが生じ、コレクタ電流の立下りの遅れ、貫通電流が発生するのだろう。・が、通常こういう方形波のような高周波はアンプに入力されることはないので、C２は必要ない。が、あって悪いことはないので入れておく。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で２８ｍΩ、１００ｋＨｚで１７７ｍΩ。
・歪率を観る。・リチウムイオン電池の容量は大きいので４Ω負荷にも対応するし、アンプ自体も４Ωで２０W出力に必要なピーク電流３．１６２Aは問題なく出力できる。ので、４Ω負荷の場合の歪率も観る。
・１ｋHzと１０ｋHzについては、グラフの下が８Ωの場合、上が４Ωの場合。・負荷４Ωの場合、NFB量がほぼ半分になるので、歪率はほぼ倍になっている。のは理屈。・負荷４Ωの場合も８Ωの場合も、何故か１０ｋHzの方が歪率が小さい。何故か？　知らない。・１００ｋHzについては流石にそうはいかず、概ねその１０倍程度の歪率になっている。１００ｋHzのループゲイン≒NFB量は１０ｋHz以下の周波数より概ね２０ｄB小さい、即ち概ね1/10なので、歪率が概ね１０倍になるのは理屈。・１ｋHzでは０．１％以下、１０ｋHzでも０．２％以下だが、１％以下を可とすれば、１００ｋHzでも８Ω負荷で８W、４Ω負荷で１６Wの出力が得られるようだ。

・GOA抵抗を加えるとGOAパワーアンプ。
・そのゲイン-周波数特性。・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析。・赤のオープンゲインと青のループゲインは、負荷による差は少ないが、下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。緑はクローズドゲイン。・赤のオープンゲインは、４Ω負荷時の４７．１ｄＢから１００ｋΩ負荷時の４９．８ｄＢの間。・青のループゲインは、４Ω負荷時の２０．４ｄＢから１００ｋΩ負荷時の２３．１ｄＢの間。・緑のクローズドゲインは２６．１ｄＢ程度。・低域のオープンゲイン及びループゲイン≒NFB量は２０ｄB以上少なくなった。・またそのせいか、クローズドゲインも理屈の２６．７ｄBに０．６ｄB足りない。・GOAにすると、オープンゲインが低域から２０ｋHzまでほぼ同じになって、その結果、ループゲイン≒NFB量も可聴帯域の低域から２０ｋHz程度まで一定になって、良さ気？
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で９４ｍΩ、１００ｋＨｚで１９３ｍΩ。・不完全対称型に比すとやや高い。
・歪率を観る。
・比較のために、パワーアンプ兼パワーＩＶＣの結果をあわせて表示。・低域でループゲイン≒ＮＦＢ量が２０ｄＢ以上少ないにも関わらず、殆ど同じ。・これは、オーバーオール負帰還量は減ったが、終段が電流ドライブのフォロア動作から電圧ドライブのフォロア動作となり、終段自体に２０ｄＢ程度のローカル負帰還が掛るようになったため。要するにトータル負帰還量にはそれ程変化がない。・ＧＯＡの場合も何故か１０ｋHzの方が１ｋＨｚより歪率が小さい。・何故か？　知らない。・が、不完全対称型でもそうなので、GOAにしてループゲイン≒NFB量が低域から２０ｋHz程度まで一定になったせいではない。・１００ｋHzについては、GOAもパワーアンプ兼パワーＩＶＣの歪率と同程度の歪率になっている。２W以上ではGOAの方がやや歪率が小さい。・また、GOAの方が８Ω１０Ｗ時、４Ω２０W時の歪率が小さい。・のは、GOAのクローズドゲインがちょっと少なくなったために、同じ入力電圧に対して出力電圧がやや小さくなり、実際の出力が１０Ｗ（２０W）未満になったため。本当は入力電圧を調整して正確に測るべきだが、面倒なので。

・回路はこう。


・電源の電流制限は３．２A程度。・８Ω負荷に１０Ｗ出力するために必要な最大電流は１．５８１Aだが、４Ω負荷に２０W出力するために必要な最大電流は３．１６２A。・リチウムイオンバッテリーは容量が大きく４Ω負荷にも対応するのでこの設定。・実際使用するのは８Ωスピーカーであって、４Ωスピーカーを鳴らそうとするものではないので、この辺で。


・アンプ部基板。

・保護回路部に追加した電流検出基板。

・調整しながら配線をし、
・出来上がり。・早速、音出し。
・楽観。
・諦観。
・哀歓。・音の良し悪しあれど、皆情感豊か。
・ヘッドフォンも聴く。・ヘッドフォン端子を付けて、アンプ出力にそのままつないだだけ。・年代物のHD６００。・ヘッドフォンは、STAXのイヤースピーカーに勝るものはないので、ずっと放っておいたが、こうして聴くとこれも素晴らしい。・ヘッドフォン（も鳴る）アンプ最初期型の蘇り。実に良い。
・哀歓悲喜。
・蘇った古いアンプ。・一番古いものが、．．．

２００２１年１１月２４日

メンテナンス（位相補正を見直す）

	横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は０．５Ｖ／ｄｉｖ
・シミュレーションはあくまでシミュレーション。・実際の方形波応答をオシロで観る。・１０ｋHｚ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・輝線に何かまとわりついているが、カメラ等の観測環境のせいなのでそれは無視。・出力波形には、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ている。・この辺の細部は１００ｋHｚ方形波入力で、より分かりやすい。
	横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は０．５Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHｚ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・入力波形にもオーバーシュート、アンダーシュートが出て、リンギングもあるが、オシロのせいか、プローブの付け方が悪いのか、が原因で、本来の入力波形にはない。・出力波形に、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ているし、リンギングもある。・位相補正がちょっと不足のようだ。
	横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は０．５Ｖ／ｄｉｖ
・位相補正を５ｐFから１０ｐFに変更。・１０ｋHｚ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・出力波形にはオーバーシュートもアンダーシュートもなさそうだ。・が、何かありそうな感じもある。
	横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は０．５Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHｚ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・出力波形に、ごく僅かに立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ている。・が、ごく僅かに１波で、リンギングもない。・位相補正は１０ｐFが良いようだ。

・上のＬＴｓｐｉｃｅのシミュレーションでは位相補正は５ｐFでも良い結果が得られる、との結果だったが、現実にオシロで観ると、そのような結果ではないことが分かった。・方形波応答の結果を左右するのは右図で言えばＱ５のＱ２ＳＡ６０６であり、そのモデルのＣＪＥ、ＣＪＣ、ＴＦの数値次第のよう。・これまでのモデルではＣＪＥの数値が良すぎたようなので、この際その数値を弄ってみた。・数値を弄った後のＱ２ＳＡ６０６でシミュレーションしてみよう。・位相補正のＣ１＝５ｐＦでの１００ｋＨｚ方形波応答。
・下が入力波形で、上が出力波形。・出力波形は、オシロの応答にそっくりになった。
・次は、位相補正のＣ１＝１０ｐＦでの１００ｋＨｚ方形波応答。
・これも、出力波形はオシロの応答にそっくりになった。・これからは、シミュレーションでは、モデル数値変更後のＱ２ＳＡ６０６を使おう。
・ところで、今更２０年以上前のアナログブラウン管オシロの時代でもないか。重いし。・という訳で、今時のデジタルミニミニハンディオシロでも観てみる。・先ずは１０ｋHz方形波。・位相補正は１０ｐF。下が入力波形で上が出力波形。・輝線が太いのが今一。もっと高級なものにしないとダメかな。・立上りと立下りに僅かにオーバーシュートとアンダーシュートがあるようにも見えるがどうか。
・次に１００ｋHz方形波。・２０年以上前のアナログブラウン管オシロの出力波形と同じく、出力波形に、ごく僅かに立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ている。ごく僅かに１波で、リンギングもない。ように見える。・やはり、位相補正は１０ｐFで良いね。
・実は、以上のオシロ写真はアンプの負荷がオープン状態で観たもの。・この際、アンプ出力に８Ω抵抗を繋いだ場合の方形波応答を観てみる。・先ずは１０ｋHz方形波。・上の出力波形は余り問題ないように見えるが、何故か下の入力波形にオーバーシュートとアンダーシュートが出ている。何故か？
・次に１００ｋHz方形波。・上の出力波形には僅かなオーバーシュートとアンダーシュートの他に多少リンギングもあるかなといった波形だが、基本無負荷の場合と余り変わらない。・ところが下の入力波形の方はなかなかのリンギングが生じている。・何故か？出力から入力側にフィードバックがあるから？・知らない。
・ここで、ＣＪＥの数値修正後のQ2SA606で、負荷８Ωの場合の１００ｋＨｚ方形波応答を観る。
・オシロの出力波形とはちょっと異なる。・シミュレーション。難しい。

・と言うことは置いておいて、音楽を聴こう。・アマゾンミュージック音源をDSP-PAVOでストリーミング再生。・位相補正を５ｐFから１０ｐFに変更して音はどう変わったか？・それが分かったら先生になれる。・が、幸か不幸か私には聞き分けられない。・まぁ、おかげでどの音源でも、楽しく聴ける。（爆）・要は良い音。


・という訳で、全回路図はこう。・アンプ部の位相補正が５pFから１０ｐFになっただけ。

２００２３年１１月１０日

・７年前に製作したSiC-MOS SCT2450KE 完全対称型パワーＩＶＣ。・解体。
・２ＳＡ６２７－２ＳＤ１８８不完全対称型パワーアンプ兼パワーＩＶＣに模様替え。・その実は、２１年前に作り、とうに解体したヘッドフォン（も鳴る）アンプ最初期型の蘇り。・筐体を使いまわし、製作もメンテナンスも容易な基板吊り下げ式で製作。
・回路はこう。・蘇り。・終段のアイドリング電流は１４ｍA。・初段の動作電流も０．３ｍA程度と、最初期型。・が、GOA抵抗がない。・不完全対称用抵抗もない。・不完全対称型？
・そのゲイン-周波数特性。・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析。・まさしく不完全対称型。・何故か？・まぁ、こういうもの。・この辺は、バッテリードライブ不完全対称型DCパワーアンプで観て、これを”普通型”としたが、要すれば不完全対称型。終段ダーリントントランジスタの入力インピーダンスがそのままトランスインピーダンスになっている。・赤のオープンゲインと青のループゲインは、下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。緑はクローズドゲイン。・赤のオープンゲインは、４Ω負荷時６９．１ｄＢ、８Ω負荷時７４．５ｄＢ、１６Ω負荷時７９．４ｄＢ、３２Ω負荷時８３．６ｄＢ、６４Ω負荷時８６．９ｄＢ、１００ｋΩ負荷時９２．１ｄＢ。・青のループゲインは、４Ω負荷時４２．４ｄＢ、８Ω負荷時４７．８ｄＢ、１６Ω負荷時５２．８ｄＢ、３２Ω負荷時５７．０ｄＢ、６４Ω負荷時６０．２ｄＢ、１００ｋΩ負荷時６５．４ｄＢ。・緑のクローズドゲインは２６．７ｄＢ程度。
・０．５５Ｖｐ－ｐ１００ｋＨｚ正弦波を入力し、各部の動作を観る。・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。
・１番下が出力電位、下から２番目が終段上下パワートランジスタそれぞれのコレクタ電流値。・電圧推移のピークが±１２Ｖ強だが、±１５V電源なので、この辺が出力限界。・１００ｋHz正弦波だが、貫通電流は生じていない。・上から２番目が、終段プッシュプルドライバーのコレクタ電流値と終段パワートランジスタのベース―ベース間のＣ２＝１ｕＦに流れる電流値の推移。１番上が終段パワートランジスタのパラのベース電流値の推移。・いずれにも、終段パワートランジスタのスイッチング時にパルス的な電流増加が観られる。・貫通電流の原因である終段トランジスタのＣｏｂ等の入力容量等の充放電のための電流だが、Ｃ２に流れる電流のお陰で充放電電流が足り、終段上下パワートランジスタのコレクタ電流に貫通電流が生じない。
・同くC2=1uFを無くした場合。
・終段上下パワートランジスタのコレクタ電流のスイッチング時に僅かに貫通電流が生じている。
・その辺は、±０．５５Vｐ－ｐ１００ｋＨｚ方形波入力の方が分かりやすい。・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。・まず、Ｃ２＝１ｕＦがある場合。
・一番下が出力波形。当然だが、どの負荷でも同じ波形。・下から2番目が終段上下トランジスタのコレクタ電流値だが、貫通電流は見られない。・上から２番目が、終段をドライブする２ＳＣ９５９と２ＳＡ６０６のコレクタ電流値とＣ２に流れる電流値の推移。１番上が終段パワートランジスタのパラのベース電流値の推移。・いずれにも、終段パワートランジスタのスイッチング時にパルス的な電流増加が観られるが、赤で示したＣ２＝１ｕＦに流れる電流がかなめ。
・同じく、Ｃ２＝１ｕＦを無くした場合。
・一番下が出力波形。特に変化はない。・下から２番目が終段上下トランジスタのコレクタ電流値だが、方形波の立上り、立下り時に貫通電流が生じている。・上から２番目が、終段をドライブする２ＳＣ９５９と２ＳＡ６０６のコレクタ電流値の推移、１番上が終段パワートランジスタのパラのベース電流値の推移だが、Ｃ２＝１ｕＦの助けがなくなったためかそのピーク電流値が小さくなっている。・そのため終段上下トランジスタのＣｏｂ等の充放電に遅れが生じ、コレクタ電流の立下りの遅れ、貫通電流が発生するのだろう。・が、通常こういう方形波のような高周波はアンプに入力されることはないので、C２は必要ない。が、あって悪いことはないので入れておく。
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で２８ｍΩ、１００ｋＨｚで１７７ｍΩ。
・歪率を観る。・リチウムイオン電池の容量は大きいので４Ω負荷にも対応するし、アンプ自体も４Ωで２０W出力に必要なピーク電流３．１６２Aは問題なく出力できる。ので、４Ω負荷の場合の歪率も観る。
・１ｋHzと１０ｋHzについては、グラフの下が８Ωの場合、上が４Ωの場合。・負荷４Ωの場合、NFB量がほぼ半分になるので、歪率はほぼ倍になっている。のは理屈。・負荷４Ωの場合も８Ωの場合も、何故か１０ｋHzの方が歪率が小さい。何故か？　知らない。・１００ｋHzについては流石にそうはいかず、概ねその１０倍程度の歪率になっている。１００ｋHzのループゲイン≒NFB量は１０ｋHz以下の周波数より概ね２０ｄB小さい、即ち概ね1/10なので、歪率が概ね１０倍になるのは理屈。・１ｋHzでは０．１％以下、１０ｋHzでも０．２％以下だが、１％以下を可とすれば、１００ｋHzでも８Ω負荷で８W、４Ω負荷で１６Wの出力が得られるようだ。

・GOA抵抗を加えるとGOAパワーアンプ。
・そのゲイン-周波数特性。・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析。・赤のオープンゲインと青のループゲインは、負荷による差は少ないが、下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。緑はクローズドゲイン。・赤のオープンゲインは、４Ω負荷時の４７．１ｄＢから１００ｋΩ負荷時の４９．８ｄＢの間。・青のループゲインは、４Ω負荷時の２０．４ｄＢから１００ｋΩ負荷時の２３．１ｄＢの間。・緑のクローズドゲインは２６．１ｄＢ程度。・低域のオープンゲイン及びループゲイン≒NFB量は２０ｄB以上少なくなった。・またそのせいか、クローズドゲインも理屈の２６．７ｄBに０．６ｄB足りない。・GOAにすると、オープンゲインが低域から２０ｋHzまでほぼ同じになって、その結果、ループゲイン≒NFB量も可聴帯域の低域から２０ｋHz程度まで一定になって、良さ気？
・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で９４ｍΩ、１００ｋＨｚで１９３ｍΩ。・不完全対称型に比すとやや高い。
・歪率を観る。
・比較のために、パワーアンプ兼パワーＩＶＣの結果をあわせて表示。・低域でループゲイン≒ＮＦＢ量が２０ｄＢ以上少ないにも関わらず、殆ど同じ。・これは、オーバーオール負帰還量は減ったが、終段が電流ドライブのフォロア動作から電圧ドライブのフォロア動作となり、終段自体に２０ｄＢ程度のローカル負帰還が掛るようになったため。要するにトータル負帰還量にはそれ程変化がない。・ＧＯＡの場合も何故か１０ｋHzの方が１ｋＨｚより歪率が小さい。・何故か？　知らない。・が、不完全対称型でもそうなので、GOAにしてループゲイン≒NFB量が低域から２０ｋHz程度まで一定になったせいではない。・１００ｋHzについては、GOAもパワーアンプ兼パワーＩＶＣの歪率と同程度の歪率になっている。２W以上ではGOAの方がやや歪率が小さい。・また、GOAの方が８Ω１０Ｗ時、４Ω２０W時の歪率が小さい。・のは、GOAのクローズドゲインがちょっと少なくなったために、同じ入力電圧に対して出力電圧がやや小さくなり、実際の出力が１０Ｗ（２０W）未満になったため。本当は入力電圧を調整して正確に測るべきだが、面倒なので。

・回路はこう。


・電源の電流制限は３．２A程度。・８Ω負荷に１０Ｗ出力するために必要な最大電流は１．５８１Aだが、４Ω負荷に２０W出力するために必要な最大電流は３．１６２A。・リチウムイオンバッテリーは容量が大きく４Ω負荷にも対応するのでこの設定。・実際使用するのは８Ωスピーカーであって、４Ωスピーカーを鳴らそうとするものではないので、この辺で。


・アンプ部基板。

・保護回路部に追加した電流検出基板。

・調整しながら配線をし、
・出来上がり。・早速、音出し。
・楽観。
・諦観。
・哀歓。・音の良し悪しあれど、皆情感豊か。
・ヘッドフォンも聴く。・ヘッドフォン端子を付けて、アンプ出力にそのままつないだだけ。・年代物のHD６００。・ヘッドフォンは、STAXのイヤースピーカーに勝るものはないので、ずっと放っておいたが、こうして聴くとこれも素晴らしい。・ヘッドフォン（も鳴る）アンプ最初期型の蘇り。実に良い。
・哀歓悲喜。
・蘇った古いアンプ。・一番古いものが、．．．

	横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は０．５Ｖ／ｄｉｖ
・シミュレーションはあくまでシミュレーション。・実際の方形波応答をオシロで観る。・１０ｋHｚ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・輝線に何かまとわりついているが、カメラ等の観測環境のせいなのでそれは無視。・出力波形には、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ている。・この辺の細部は１００ｋHｚ方形波入力で、より分かりやすい。
	横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は０．５Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHｚ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・入力波形にもオーバーシュート、アンダーシュートが出て、リンギングもあるが、オシロのせいか、プローブの付け方が悪いのか、が原因で、本来の入力波形にはない。・出力波形に、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ているし、リンギングもある。・位相補正がちょっと不足のようだ。
	横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は０．５Ｖ／ｄｉｖ
・位相補正を５ｐFから１０ｐFに変更。・１０ｋHｚ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・出力波形にはオーバーシュートもアンダーシュートもなさそうだ。・が、何かありそうな感じもある。
	横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は０．５Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHｚ方形波応答。・下が入力波形で上が出力波形。・出力波形に、ごく僅かに立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ている。・が、ごく僅かに１波で、リンギングもない。・位相補正は１０ｐFが良いようだ。

・上のＬＴｓｐｉｃｅのシミュレーションでは位相補正は５ｐFでも良い結果が得られる、との結果だったが、現実にオシロで観ると、そのような結果ではないことが分かった。・方形波応答の結果を左右するのは右図で言えばＱ５のＱ２ＳＡ６０６であり、そのモデルのＣＪＥ、ＣＪＣ、ＴＦの数値次第のよう。・これまでのモデルではＣＪＥの数値が良すぎたようなので、この際その数値を弄ってみた。・数値を弄った後のＱ２ＳＡ６０６でシミュレーションしてみよう。・位相補正のＣ１＝５ｐＦでの１００ｋＨｚ方形波応答。
・下が入力波形で、上が出力波形。・出力波形は、オシロの応答にそっくりになった。
・次は、位相補正のＣ１＝１０ｐＦでの１００ｋＨｚ方形波応答。
・これも、出力波形はオシロの応答にそっくりになった。・これからは、シミュレーションでは、モデル数値変更後のＱ２ＳＡ６０６を使おう。
・ところで、今更２０年以上前のアナログブラウン管オシロの時代でもないか。重いし。・という訳で、今時のデジタルミニミニハンディオシロでも観てみる。・先ずは１０ｋHz方形波。・位相補正は１０ｐF。下が入力波形で上が出力波形。・輝線が太いのが今一。もっと高級なものにしないとダメかな。・立上りと立下りに僅かにオーバーシュートとアンダーシュートがあるようにも見えるがどうか。
・次に１００ｋHz方形波。・２０年以上前のアナログブラウン管オシロの出力波形と同じく、出力波形に、ごく僅かに立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ている。ごく僅かに１波で、リンギングもない。ように見える。・やはり、位相補正は１０ｐFで良いね。
・実は、以上のオシロ写真はアンプの負荷がオープン状態で観たもの。・この際、アンプ出力に８Ω抵抗を繋いだ場合の方形波応答を観てみる。・先ずは１０ｋHz方形波。・上の出力波形は余り問題ないように見えるが、何故か下の入力波形にオーバーシュートとアンダーシュートが出ている。何故か？
・次に１００ｋHz方形波。・上の出力波形には僅かなオーバーシュートとアンダーシュートの他に多少リンギングもあるかなといった波形だが、基本無負荷の場合と余り変わらない。・ところが下の入力波形の方はなかなかのリンギングが生じている。・何故か？出力から入力側にフィードバックがあるから？・知らない。
・ここで、ＣＪＥの数値修正後のQ2SA606で、負荷８Ωの場合の１００ｋＨｚ方形波応答を観る。
・オシロの出力波形とはちょっと異なる。・シミュレーション。難しい。

・と言うことは置いておいて、音楽を聴こう。・アマゾンミュージック音源をDSP-PAVOでストリーミング再生。・位相補正を５ｐFから１０ｐFに変更して音はどう変わったか？・それが分かったら先生になれる。・が、幸か不幸か私には聞き分けられない。・まぁ、おかげでどの音源でも、楽しく聴ける。（爆）・要は良い音。


・という訳で、全回路図はこう。・アンプ部の位相補正が５pFから１０ｐFになっただけ。